ЭМП-­фильтры и сглаживающие фильтры для импульсных преобразователей

Входные ЭМП-­фильтры

Входные и выходные фильтры — необходимая составляющая практически любой электронной системы, в состав которой входят импульсные преобразователи или быстродействующие компоненты. И хотя входные ЭМП-­фильтры и выходные сглаживающие фильтры служат разным целям, их конфигурация в ряде случаев может быть схожа.

Основное назначение входных фильтров заключается в защите от электромагнитных помех (ЭМП), генерируемых преобразователем, а также защита от возможных помех со стороны сети. Во многих случаях наилучшим выбором является покупной ЭМП-­фильтр, в котором предусмотрена фильтрация дифференциальных и синфазных помех. Эти фильтры устанавливаются между питающей сетью и AC/DC-­преобразователем. В состав фильтров входят магнитосвязанные дроссели и емкости. В общем случае схема такого фильтра представлена на рис. 1.

Рис. 1. Схема синфазного и дифференциального ЭМП-­фильтра

В этом ЭМП-­фильтре последовательно включены два фильтра. Ближний к сети ЭМП-­фильтр дифференциальных помех состоит из конденсаторов CY5, CY6, CX2 и магнитосвязанного двухобмоточного дросселя LDM. Последовательно с ним установлен ЭМП-­фильтр дифференциальных помех, в состав которого входят конденсаторы CY3, CY4, CX1 и магнитосвязанный двухобмоточный дроссель LCM.

Как видно из рисунка, ЭМП-­фильтры синфазных и дифференциальных помех имеют схожую конфигурацию за исключением расположения начала и конца обмоток дросселей LDM и LCM. Различие объясняется следующим образом. Токи дифференциальных помех в фазе и нейтрали протекают в разных направлениях, а токи синфазных помех в фазе и нейтрали текут в одном направлении и замыкаются через корпус или заземление. Таким образом, в обоих дросселях магнитные потоки, создаваемые двумя обмотками, складываются. Следовательно, индуктивность дросселя возрастает, и ЭМП-­фильтр работает как классический LC-­фильтр.

Описанные выше ЭМП-­фильтры, как правило, устанавливаются в линиях сетевого напряжения 220 В на входе AC/DC-­преобразователя. ЭМП­фильтры производятся многими известными на российском рынке электроники компаниями, среди которых Murata, Epcos, Würth Elektronik и многие другие.

Автор настоятельно рекомендует использовать покупные фильтры и не пытаться изготавливать их самостоятельно из дискретных компонентов. Не следует использовать ЭМП-­фильтры для цепей переменного тока в цепях постоянного тока. Постоянный ток создаст подмагничивание дросселей фильтра, а всплески токов помех приводят к насыщению сердечника дросселя, что влечет за собой уменьшение их индуктивности и, следовательно, фильтрующих свойств.

Однако не всегда можно использовать готовые ЭМП-­фильтры. Например, в распределенных системах питания в цепях постоянного тока после шинного преобразователя или перед ним может понадобиться установить ЭМП-­фильтр перед PoL-­преобразователем. В этом случае, скорее всего, придется создать такой фильтр на дискретных компонентах, особенно если невелика мощность преобразователя, перед которым устанавливается фильтр.

Примером может служить LC-­фильтр, показанный на рис. 2. Поскольку фильтр описывается уравнением 2‑го порядка и представляет собой хорошо известное колебательное звено, мы лишь приведем окончательные соотношения.

Рис. 2. ЭМП-­фильтр LC-типа

Собственная частота колебательного звена определяется из соотношения (1):

ω₀ = 1/√LC.       (1)

Величина демпфирования определяется из соотношения (2):

β = (R/2) × (√C/L).       (2)

В схеме на рис. 2 отсутствует резистор R в явном виде, поэтому такой фильтр называется недемпфированным, но это не значит, что R = 0 и любое входное воздействие порождает в фильтре незатухающие колебания. Величина R складывается из омического сопротивления дросселя R_DC, эквивалентного последовательного сопротивления конденсатора (ESR) и сопротивления проводников. Передаточная характеристика этого фильтра показана на рис. 3.

Рис. 3. Передаточная характеристика LC-­фильтра

Как видно из этого рисунка, чем меньше степень демпфирования β, тем ярче выражен резонансный пик в частотной области. Также при условии β<1, чем меньше β, тем более явно выражен колебательный переходный процесс во временной области. В последнем случае вполне уместен афоризм «лучшее – враг хорошего». Известны случаи, когда из-­за использования в шинах постоянного тока высококачественных конденсаторов с очень малым ESR возникали колебания напряжения на шине именно из-­за малой величины ESR, т. к. при сокращении ESR уменьшалась степень демпфирования и возрастала колебательность переходного процесса.

Следует учесть еще одно обстоятельство: ЭМП-­фильтр будет работать так, как рассчитано, лишь в том случае, если его выходной импеданс существенно меньше, чем входной импеданс преобразователя. В противном случае подключение к выходу фильтра преобразователя заметно исказит характеристики фильтра. И фильтр может исказить работу преобразователя.

Входную цепь преобразователя в общем случае можно представить в виде последовательной RLC-­цепочки. Таким образом, у частотной характеристики импеданса появится экстремум в виде минимума. Чтобы устранить взаимовлияние ЭМП-­фильтра и преобразователя, желательно, чтобы выходной импеданс преобразователя был на порядок меньше входного импеданса ЭМП-­фильтра.

На рис. 4 приведен пример частотной зависимости импедансов ЭМП-­фильтра и преобразователя. Из этого рисунка, а также из приведенных выше соображений ясно, что величина демпфирования не должна быть слишком малой. С другой стороны, чрезмерное увеличение β устранит колебательность, переходный процесс станет апериодическим и затянется во времени. Как правило, оптимальное значение β следует выбирать в пределах 0,5–1,0.

Рис. 4. Частотные зависимости импедансов ЭМП-­фильтра и преобразователя

При недемпфированном фильтре (рис. 2) значение R в соотношении (2) в основном определяется суммой R_DC + ESR, но этой величины недостаточно, чтобы увеличить β до 0,7–1,0. Следовательно, требуется ввести дополнительное сопротивление. Наилучший вариант введения демпфирующей цепочки показан на рис. 5. Цепочка Z3 состоит из последовательно соединенных резистора Rd и конденсатора Cd. Последний блокирует постоянное напряжение и предотвращает дополнительную потерю мощности на резисторе Rd. Коэффициент демпфирования ЭМП-­фильтра с демпфирующей цепочкой описывается выражением (3):

βd = (n/n + 1) [(Rd/2) × (√C/L)],        (3)

где n = Cd/C.

Рис. 5. Демпфированный LC-­фильтр

Из практических соображений величина n должна находиться в пределах 4–7 единиц. На рис. 6 показана частотная зависимость импедансов демпфированного и недемпфированного фильтров. Резонансный пик демпфированного ЭМП-­фильтра существенно меньше, чем у недемпфированного. Демпфирующую цепочку можно составить из последовательной RL-­цепочки и подсоединить ее параллельно индуктивности фильтра, но это не самое лучшее, на наш взгляд, решение, т. к. увеличивается мощность рассеяния на резисторе.

Рис. 6. Частотные зависимости импедансов демпфированного и недемпфированного LC-­фильтра

Если последовательно включить несколько LC-­фильтров, увеличится крутизна спада АЧХ ЭМП-­фильтра в области ω>ω₀, и улучшится фильтрация помех, но, как представляется автору, такое решение не имеет смысла. Габариты решения заметно возрастут, а увеличение крутизны спада АЧХ фильтра не принесет практической выгоды. Рабочая частота PoL-­преобразователей в настоящее время находится в диапазоне примерно 1–2 МГц.

С учетом требований стандартов частота среза ЭМП-­фильтра должна находиться в пределах нескольких кГц. Если выбрать величину β ≈ 1, то ослабление на частоте 1 МГц составит 50–60 дБ, что вполне достаточно для подавления помех. Если все же потребуется более значительное ослабление, возможно, следует подумать не о применении двухкаскадного ЭМП-­фильтра, а проанализировать систему питания и принять иные меры к уменьшению помех.

Выходные сглаживающие фильтры

В качестве сглаживающих выходных фильтров используются те же LC-­фильтры, которые были рассмотрены выше. Однако в данном случае такие фильтры не удастся заменить покупными, и их всякий раз приходится рассчитывать разработчику. Выходной сглаживающий фильтр позволяет снизить пульсации выходного напряжения до единиц мВ или даже нескольких сотен мкВ. Уменьшение амплитуды пульсаций до десятков мкВ едва ли возможно, даже если увеличить число каскадов выходного фильтра.

Уменьшению пульсаций помешают паразитные составляющие компонентов фильтра и проводников печатной платы. Кроме того, из-­за джиттера частоты коммутации в спектре выходного напряжения могут возникать низкочастотные составляющие вплоть до нескольких Гц. Их, конечно, невозможно подавить сглаживающим фильтром. Таким образом, если требуется ограничить пульсации выходного напряжения вплоть до мкВ, после сглаживающего фильтра в цепь питания устанавливается LDO-регулятор.

Рис. 7. Сглаживающий фильтр на выходе повышающего преобразователя

Рассмотрим наиболее распространенную конфигурацию сглаживающего фильтра – π-фильтр (или П-фильтр). Схема его включения в цепь повышающего преобразователя приведена на рис. 7 [1]. Резонансная частота этого фильтра определяется из выражения (4).

В отличие от ЭМП-­фильтра, сглаживающий фильтр входит в состав контура обратной связи, поэтому частота среза фильтра не должна быть меньше 10–20% частоты коммутации. В противном случае уменьшается устойчивость системы из-­за запаздывания в петле обратной связи, что приводит к затягиванию переходных процессов, а также к ухудшению устойчивости из-­за уменьшения запаса по фазе. Как и в случае с ЭМП-­фильтрами, в сглаживающий фильтр необходимо ввести демпфирующую цепочку. На рис. 7 показаны три возможных варианта цепочек демпфирования.

Вариант демпфирования 1 с введением резистора R_FILT представляется самым простым и экономичным, но введение этого резистора ослабляет эффективность фильтра. Кроме того, уменьшается импеданс параллельной RL-­цепочки фильтра. Вариант демпфирования 2 наиболее эффективен, т. к. эта цепочка улучшает характеристику фильтра, но увеличивает стоимость из-­за использования керамического конденсатора. На первый взгляд может показаться, что вариант демпфирования 3 – самый эффективный. Однако в этом случае требуется наибольшая емкость конденсатора. Следовательно, возрастает стоимость решения. К тому же, поскольку введение этой цепочки уменьшит полосу пропускания петли обратной связи, этот вариант следует исключить из рассмотрения.

Для высокочастотных преобразователей с малым выходным током имеется еще один нетривиальный вариант сглаживающего фильтра — вместо дросселя в фильтре используется резистор. Рассмотрим простой пример, где в качестве выходного фильтра PoL-­преобразователя с частотой коммутации 2 МГц и выходным током 20 мА применяется RC-фильтр. Пусть сопротивление резистора равно 10 Ом, а емкость конденсатора — 1 мкФ. Частота среза этого фильтра составит около 16 кГц; учитывая ослабление 20 дБ/декаду, получим, что пульсации с частотой 2 МГц ослабляются более чем в 100 раз. Однако придется смириться с падением напряжения 200 мВ на резисторе.

Заметим, что расчет фильтров носит приблизительный характер и расчетные параметры обязательно должны проверяться путем макетирования фильтра совместно с преобразователем. На величину емкости фильтра влияет напряжение заряда, частота пульсации тока, температура емкости. Индуктивность дросселя фильтра нелинейно зависит от тока. Кроме того, на характеристики фильтра будет влиять и преобразователь. Эти изменения невозможно учесть в практических расчетах. Помощь при разработке фильтра оказывают фирменные САПР для расчета фильтров. Например, схему расчета сглаживающего фильтра можно найти в [1]. Для расчета ЭМП-­фильтра можно воспользоваться средствами [2].

Выбор компонентов фильтра

При выборе компонентов фильтра следует иметь в виду, что собственная резонансная частота (SFR) конденсатов и дросселей должна заметно превосходить частоту среза фильтра. Поскольку нормативные требования, предъявляемые к кондуктивным помехам, распространяются на частоты до 30 МГц, SFR компонентов фильтра должны быть выше 30 МГц. Например, если SFR выбранного керамического конденсатора меньше 30 МГц, следует заменить этот конденсатор несколькими параллельно включенными конденсаторами с емкостью меньшей величины.

Несколько сложнее обстоят дела с выбором дросселя. В этом случае также уместно вспомнить известный афоризм — «наши недостатки — продолжение наших достоинств». Достоинства дросселей были описаны выше. К сожалению, имеются и недостатки: в любом дросселе помимо основного магнитного поля, замыкающегося в сердечнике, всегда есть поле рассеяния, которое, по сути, является генератором помех.

В значительной степени избавиться от этих помех можно, используя экранированные дроссели. Однако проблема заключается в том, что у этих дросселей меньше ток насыщения Isat, поэтому при увеличении тока пульсации индуктивность дросселя падает и фильтр теряет эффективность. Как часто бывает, ситуацию отчасти разрешается с помощью компромисса. Некоторые производители выпускают полуэкранированные дроссели.

На рис. 8 [3] показана зависимость индуктивности от тока для экранированных, неэкранированных и полуэкранированных индукторов производства компании Würth Elektronik. Видно, что полуэкранированные дроссели серии WE-LQS значительно улучшают ситуацию с током насыщения, но приходится мириться с тем, что излучаемые ими помехи несколько больше, чем экранированными дросселями. Если такое решение недопустимо, придется выбрать экранированный дроссель большего габарита.

Рис. 8. Зависимость индуктивности от тока для экранированных, неэкранированных и полуэкранированных индукторов производства компании Würth Elektronik

На принципиальной электрической схеме следует указать начало обмотки (на корпусе дросселя оно отмечено точкой). Начало обмотки должно быть подключено к источнику пульсирующего напряжения. В этом случае в начале обмотки располагается точка с наибольшим значением dV/dt, а начало обмотки примыкает непосредственно к сердечнику. Следовательно, при многослойной обмотке верхние слои играют роль экрана. Заметим, что при правильном подключении ослабляется главным образом вектор напряженности электрического поля E, напряженность магнитного поля H практически не зависит от подключения начала обмотки.

Крутые переключения силовых ключей порождают звон, частота которого зависит от паразитных индуктивностей и емкостей силового каскада. Избавиться от них практически невозможно. Частота звона находится в диапазоне от сотен МГц до единиц ГГц. Из-­за поверхностного эффекта в проводниках этот звон вносит малый вклад в кондуктивные помехи на шинах питания, но он является источником нежелательных радиопомех. Поскольку частота звона чаще всего превышает SFR конденсаторов фильтра, ослабить звон можно только с помощью дросселя, а точнее – сердечника дросселя: именно потери в сердечнике, а не индуктивность дросселя помогут ослабить звон. Потери в сердечнике зависят от материала. Ослабление высокочастотной составляющей для различных материалов показано на рис. 9 для дросселей Würth Elektronik.

Рис. 9. Ослабление высокочастотной составляющей для различных материалов